- Особливості та характеристики
- опис схеми
- Конденсатори зворотного зв'язку
- драйверного каскад
- вихідний каскад
- Термокомпесація зміщення
- вихідний фільтр
- запобіжники
- Двостороння друкована плата
Підсилювач побудований на транзисторах серії ThermalTrak від відомого виробника On Semiconductor. Ці транзистори є нову версію топових моделей MJL3281A і MJL1302A і мають вбудовані діоди для організації термокомпенсірованний ланцюгів зсуву вихідного каскаду.
В результаті цього виключається регулювання струму спокою вихідного каскаду і відпадає необхідність в класичному умножителе напруги для термостабілізації струму спокою вихідного каскаду і вирішується ряд конструктивних питань щодо зниження термічного опору радіатор-транзистор.
Підсилювач виконаний на двосторонній друкованої платі, хоча для такої відносно простий конструкції це здавалося б необов'язково. Однак, двостороння розводка провідників дозволяє оптимізувати їх розташування, з метою мінімізації взаємних наведень і компенсації магнітних полів, створюваних асиметричними струмами вихідного двотактного каскаду класу B (про це ми писали в циклі статей « Трохи про блоки живлення »).
Особливості та характеристики
Для початку невелике зауваження: автори в описі свого підсилювача часто згадують то режим «АВ», то режим «У». Насправді підсилювач відноситься до класу «АВ», тобто на малих рівнях сигналу він працює в класі «А», а на високих потужностях переходить в клас «В».
Якщо в першому випадку (для малих сигналів, клас «А») боротьба з магнітними полями і пульсаціями в ланцюгах харчування не представляє великих труднощів через малі значень і симетричності струмів, то при переході підсилювача в клас «В» струми стають несиметричними і напруженість магнітних полів буде значною. Експлуатувати підсилювач з максимальною потужністю 200 Вт на рівнях 3-5 Вт якось недоцільно. Тому автори приділили особливу увагу отриманню максимальних характеристик (і відповідно усунення або компенсації всіх негативних факторів) на потужностях близьких до пікової, тобто в режимі «В».
Схема технічні і конструктивні рішення, застосовані в конструкції, дозволили отримати:
- Дуже низькі спотворення
- Відсутність регулювання струму спокою
- Двосторонню друковану плату з простою топологією провідників
- Компенсацію наведень магнітних полів при роботі в класі «В»
Основні технічні характеристики підсилювача:
- Вихідна потужність: 200 Вт при навантаженні 4 Ом; 135 Вт при навантаженні 8 Ом,
- Частотна характеристика (при потужності 1 Вт): 4 Гц за рівнем -3 dB, 50 кГц за рівнем -1 dB
- Вхідна напруга: 1.26 В при вихідний потужності 135 Вт і навантаженні 8 Ом
- Вхідний опір: ~ 12 кОм
- Гармонійні спотворення: <0.008% в смузі 20 Гц-20 кГц (навантаження 8 Ом); типове значення <0.001%
- Відношення сигнал / шум: менш 122 dB при потужності 135 Вт і навантаженні 8 Ом.
- Коефіцієнт демпфування: <170 при навантаженні 8 Ом на частоті 100 Гц; <50 на частоті 10 кГц
опис схеми
На малюнку представлена принципова схема підсилювача потужності:
Принципова схема підсилювача (збільшення при натисканні)
Вхідний сигнал через конденсатор ємністю 47 мкФ і резистор опором 100 Ом надходить на базу транзистора Q1, диференціального каскаду, зібраного на транзисторах Q1 і Q2. Тут використовуються малошумні транзистори фірми Toshiba 2SA970, так саме цей каскад вносить найбільший вклад в підсумковий рівень шуму всього підсилювача.
Підсилювач охоплений петлею загальної негативного зворотного зв'язку, номінали елементів якої визначають коефіцієнт посилення. При зазначених на схемі номіналах він становить 24,5 раз.
Конденсатор в ланцюзі негативного зворотного зв'язку забезпечує 100% зв'язок по постійному струму для підтримки нульового потенціалу на виході підсилювача без застосування додаткових інтеграторів і т.п. При ємності в 220 мкФ він забезпечує нижню граничну частоту 1,4 Гц за рівнем -3 дБ.
Конденсатори зворотного зв'язку
Ємності конденсаторів на вході і в ланцюзі негативного зворотного зв'язку дещо більше, ніж зазвичай встановлюють в цих ланцюгах. Такі величини обрані, щоб мінімізувати можливі спотворення в смузі звукових частот.
Для прикладу, вихідний опір CD-програвача зазвичай становить кілька сотень Ом. Якщо на вході встановити конденсатор ємністю 2,2 мкФ (типове значення для вхідних ланцюгів), то на частоті 50 Гц вхідний каскад буде «бачити» опір джерела сигналу близько півтора кіло. Конденсатор ємністю 47 мкФ на тій же частоті матиме імпеданс всього 67 Ом. (Нагадаємо, що джерело сигналу, по суті, є генератором напруги, тому повинен мати низький вихідний опір)
Тут також не використовуються (звичайно рекомендовані) неполярні конденсатори. Вони мають розміри в кілька разів більше, ніж прості електролітичні конденсатори, через що схильні більше ловити шуми і наведення. Так як поставлена мета зробити підсилювач з мінімальним рівнем шумів і спотворень, то для цього вжито всіх заходів: схемотехнічні рішення, вибір елементної бази, конструктивні рішення.
Підсилювач має широкою смугою пропускання, що теж накладає свої вимоги і обмеження на вибір елементів, до монтажу і т.д. з метою мінімізації вловлюються шумів і перешкод.
Діоди D1 і D2 захищають щодо низьковольтний електролітичний конденсатор в ланцюзі негативного зворотного зв'язку в разі виходу підсилювача з ладу. До речі, настійно рекомендується забезпечити підсилювач який-небудь системою захисту акустичних систем. У авторів вона перекочувала з попередньої конструкції, тому тут її опис не наводиться.
Використання двох діодів замість одного гарантує відсутність нелінійних спотворень через обмеження піків сигналу в ланцюзі зворотного зв'язку (близько 1 В, а два діода дадуть обмеження на рівні близько 1,4 В).
драйверного каскад
Основне посилення напруги дає каскад на транзисторі Q9. Для зменшення нелінійних спотворень вхідний каскад розв'язаний від драйверного через емітерний повторювач на транзисторі Q8.
Для отримання максимальної лінійності і максимального посилення драйверного каскад навантажений на активне джерело струму (виконано на транзисторі Q7). Базове зміщення і для нього, і для джерела струму вхідного каскаду (Q5) створює транзистор Q6. Кілька складні ланцюга зміщення транзисторів Q5, Q6, Q7 забезпечують максимальне придушення шумів і вібрацій по ланцюгах харчування, що важливо для підсилювача класу «В», де по шинам харчування гуляють великі (до 9 А!) І, найголовніше, несиметричні імпульсні струми.
Якщо пульсації ланцюгів харчування потраплять під вхідний каскад, то будуть посилені усіма каскадами і потраплять в навантаження - акустичну систему. Те, що ми почуємо в результаті, швидше за все, нам не сподобається. Тому в підсилювачі вжито всіх заходів для запобігання проникнення шумів і вібрацій з ланцюгів харчування в підсилювальний тракт.
На осциллограмме в центрі показаний сигнал генератора частотою 1 кГц. Верхній (червоний) графік - модуляція пульсацій позитивної шини джерела живлення вхідним сигналом, нижній графік - модуляція негативною шини харчування:
Конденсатор 100 пФ між колектором Q9 і базою Q8 обмежує смугу пропускання підсилювача. Оскільки до нього додається повна амплітуда вихідного сигналу каскаду, він повинен бути розрахований на напругу 100 В або більше.
вихідний каскад
Вихідний сигнал драйверного каскаду на транзисторі Q9 подається на транзистори вихідного каскаду через резистори номіналом 100Ом, які захищають транзистори Q7 і Q9 від короткого замикання на виході підсилювача, хоча, звичайно, першими повинні перегоріти запобіжники. Крім того, ці резистори запобігають можливе порушення вихідного каскаду.
Вихідний каскад побудований на складових комплементарних транзисторах Дарлінгтона. По-перше, це дало можливість використовувати високолінійний транзистори фірми ThermalTrak з вбудованими діодами, по-друге, отримати максимально повну потужність на навантаженні 4 Ома (мінімізувати падіння напруги на вихідному каскаді).
Термокомпесація зміщення
При використанні чотирьох транзисторів фірми Thermaltrak в вихідному каскаді ми маємо чотири вбудованих діода для організації термокомпенсірованний ланцюга зміщення.
Як показано на схемі, чотири діода включені послідовно між колекторами транзисторів Q7 і Q9. Такий метод організації зміщення вихідного каскаду був широко поширений в 60-70-х роках. Пізніше його змінив, що став класичним рішенням, умножитель напруги на транзисторі.
Зазвичай ток спокою вихідного каскаду задає каскад на транзисторі, який кріпиться на один радіатор з вихідними транзисторами, тим самим забезпечується термічна зв'язок. Такий спосіб має недоліки: по-перше транзистор ланцюга зміщення доводиться підбирати, для забезпечення оптимальної термокомпенсации, по-друге в будь-якому випадку присутній теплова інерція: вихідний транзистор повинен нагріти радіатор, радіатор нагріє транзистор ланцюга зміщення і тільки тоді відбудеться термокомпенсация струму вихідного каскаду.
Розміщення діодів для термостабіілізаціі в одному корпусі з транзистором вирішує ці проблеми: діоди мають характеристики максимально узгоджені з транзисторами, тому термостабилизация відбувається максимально точно, по-друге вони розташовані на одній підкладці з кристалами транзистора, що робить їх нагрівання максимально швидким, виключається посередник-радіатор.
З транзисторами Thermaltrak, завдяки вбудованим діодів, струм спокою підсилювача швидко стабілізується після включення і підтримується дуже точно, не залежно від зміни напруги живлення або рівня вихідного сигналу. Фірма виробник також стверджує, що лінійність каскаду з таким зсувом вище, ніж при використанні звичайного транзисторного умножителя.
На малюнку пояснюється спосіб задання зміщення вихідного каскаду:
Чотири інтегрованих діода компенсують чотири переходу база-емітер і визначають струм вихідного каскаду. З урахуванням того, що вихідні транзистори включені паралельно і в емітерний ланцюгах встановлені резистори по 0,1 Ом, чотири послідовно включених діода забезпечують струм спокою вихідного каскаду на рівні 70-100 мА, що трохи вище, ніж зазвичай задається транзисторним вузлом зміщення.
вихідний фільтр
Вихідний фільтр є RLC-ланцюг, що складається з індуктивності (без сердечника) 6,8 мГн, резистора опором 6,8 Ом і конденсатора ємністю 150 нФ. Цей фільтр використовувався авторами в багатьох конструкціях підсилювачів і показав свою високу ефективність в плані ізоляції вихідного каскаду від будь-яких зворотних струмів, викликаних реактивним навантаженням, тим самим забезпечуючи високу стабільність підсилювача. Фільтр також ефективно пригнічує радіочастотні сигнали, що вловлюються довгими проводами від акустичних систем, що запобігає їх проникненню у вхідні кола підсилювача.
запобіжники
Вихідний каскад харчується через запобіжники на 5 А від шин ± 55 В. Вони забезпечують єдиний захист підсилювача від коротких замикань на виході або інших несправностей, які в результаті призводять до підвищеного споживаному струму.
Автори настійно рекомендують використовувати якусь систему захисту акустичних систем на випадок виникнення інших позаштатних ситуацій.
Двостороння друкована плата
Для спрощення та оптимізації розводки ланцюгів харчування друкована плата підсилювача виконана двосторонньої. По-перше, це дозволило організувати розведення загального проводу у вигляді «зірки», коли всі провідники з нульовим потенціалом сходяться в одну точку, що виключає утворення «земляних» петель і проникнення вихідного сигналу у вхідні кола. Про це ми писали в циклі статей « Трохи про блоки живлення підсилювачів »
По-друге, і що ще більш важливо, розводка провідників і розташування деталей на платі виконані так, щоб компенсувати магнітні поля, створювані великими імпульсними струмами. Про це ми також писали в циклі статей « Трохи про блоки живлення підсилювачів », Де пропонувалося звивати бифилярно провідники з великими і протифазні струмами. На друкованій платі провідники так не совьyoшь, але компенсувати поля, проте, можливо.
Для прикладу, запобіжник позитивної шини живлення розташований поруч і паралельно з еміттерними резисторами вихідного каскаду Q12 і Q13. Елементи з'єднані так, що струм через них тече в різних напрямках, за рахунок чого відбувається взаємна компенсація магнітних полів. Аналогічно деталі розміщені по мінусовій шині.
Доріжки харчування від роз'єму CON2 до запобіжників йдуть поруч паралельно один одному, а в середині плати розходяться в різні боки. Під розходяться провідниками розташовані доріжки емітерний ланцюгів вихідного каскаду, а під паралельними доріжками розташовані земляна шина. За рахунок такої розведення друкованої плати магнітні поля, створювані цими доріжками, взаємно компенсуються.
Застосовані методи придушення магнітних полів дозволили істотно знизити спотворення підсилювача.
Результати вимірювань параметрів підсилювача:
АЧХ підсилювача при вихідній потужності 1 Вт на навантаженні 8 ОМ
Гармонійні спотворення підсилювача на частоті 1 кГц при навантаженні 8 Ом. Видно, що кліппірованіе відбувається на потужності 135 Вт.
Гармонійні спотворення підсилювача на частоті 1 кГц при навантаженні 4 Ом. Видно, що кліппірованіе відбувається на потужності 200 Вт.
Спотворення підсилювача при навантаженні 8 Ом (резистивная навантаження)
Спотворення підсилювача при вихідний потужності 100 Вт на резистивної навантаженні 4 Ом.
Далі буде...
Стаття підготовлена за матеріалами журналу «Практична електроніка кожен день»
Автори: Лео Сімпсон і Джон Кларк
Вільний переклад: Головний редактор « радіогазету »