Jim Karki, член технічної ради, Texas Instruments

У статті розглянуто перетворення комплементарного токового вихідного сигналу ЦАП до асиметричному вихідному сигналу напруги за допомогою операційного підсилювача (ОУ). Представлені рівняння і методика вибору номіналів компонентів для отримання вихідної напруги ЦАП і балансування входу ОУ для поліпшення параметрів вихідного сигналу. Розглянуто також питання фільтрації сигналу.

Вступ

Цифро-аналогові перетворювачі еволюціонують у бік збільшення розрядності і продуктивності. Низькошвидкісні ЦАП мають на виході або струмовий сигнал, або напруга. На виході більшості високошвидкісних ЦАП організований комплементарний струмовий каскад з втікає або випливають струмом.

Високошвидкісні ЦАП використовуються в багатьох додатках: випробувальному і телекомунікаційному обладнанні, медичної електроніки, промисловій автоматиці та інших. У кожному з додатків передбачаються своя специфіка формування сигналу і вимоги до його параметрам. У статті розглядаються додатки, в яких потрібно зв'язок по постійному струму, ширина смуги до 100 МГц, асиметричний вихід. В цьому випадку високошвидкісний ОУ - саме відповідне рішення для перетворення комплементарного струмового виходу високошвидкісного ЦАП в вихідний сигнал напруги.

Мал. 1. Спрощена структурна схема ЦАП з перемикачами струму

Огляд ЦАП з комплементарними джерелами струму

Спрощена структурна схема ЦАП з комплементарними перемикачами струму приведена на малюнку 1. Цифровий вхідний код декодируется і надходить на драйвери ключів, а потім - безпосередньо на відповідні струмові ключі в масиві ключів, підключаючи їх до шини IOUT1 або IOUT2. Ці шини комплементарні - коли струм починає текти по одній з них, струм в інший шині зменшується точно на таку ж величину. При цьому сумарний струм не змінюється. Наприклад, при повній шкалі 20 мА (див. Табл. 1) мінімальний вхідний код, відповідний нульового значення шкали, призведе до того, що IOUT1 = 0 мА і IOUT2 ​​= 20 мА. У середній точці шкали IOUT1 = IOUT2 ​​= 10 мА. У максимальній точці: IOUT1 = 20 мА і IOUT2 ​​= 0 мА. Важливо відзначити, що в середній точці шкали ток на обох шинах однаковий (10 мА). Ця обставина буде використано при проектуванні для вибору синфазного режиму.

Таблиця 1. Приклад розподілу струмів IOUT1 і IOUT2 при 20 мА шкалою

Вхід

IOUT1, мА

IOUT2, мА

Максимальна шкала

20

0

Середня точка шкали

10

10

нуль шкали

0

20

У масив джерел струму входять транзистори n- і p-типів. Слово «джерело» в даному випадку використовується в загальному сенсі слова - транзисторна схема джерела струму може формувати як впадає, так і витікаючий струм. У даній статті розглядається інтерфейс ЦАП з джерелами впадає струму і ОУ. При цьому джерела струму складені з транзисторів n-типу.

Архітектура і опорна напруга ЦАП з джерелами впадає струму

На малюнку 2 показаний спрощений приклад джерел впадає струму з використанням NMOS- NPN-транзисторів і перераховані кілька мікросхем, в яких використовуються подібні структури. Опорна стабілізовану напругу, показане на малюнку для кожної групи, відповідає діапазону значень вихідної напруги. Зниження напруги призводить до припинення роботи джерел, підвищення - може привести до виходу з ладу. Обох випадків слід уникати, щоб підтримувати оптимальні характеристики і довготривалу стабільність.

Мал. 2. Спрощені схеми NMOS- and NPN-джерел впадає струму

У загальному випадку до виходу через деякий імпеданс підключається позитивна напруга. Цей імпеданс формує ланцюг впадає струму, а падіння напруги на ньому може використовуватися як вихідна напруга ЦАП. Імпеданс може бути побудований по-різному: простий резистор, дільник, з трансформаторної зв'язком, комбінація пасивних компонентів і активної схеми. У статті розглянуто останній випадок з використанням ОУ в активній схемі.

інтерфейс ОУ

Пропонований інтерфейс ОУ представлений на малюнку 3. Ця схема забезпечує зміщення виходів ЦАП, перетворення токового вихідного сигналу в потенційний, асиметричний вихід підсилювача. ОУ - активний елемент схеми, за допомогою резисторів R2, R3, RG і RF встановлюється коефіцієнт посилення ОУ.

Мал. 3. Запропонована схема інтерфейсу ОУ

• IDAC + і IDAC- - вихідні струми ЦАП;
• R2, R3 - вхідні резистори неинвертирующего входу ОУ;
• RG і RF - резистори, що встановлюють коефіцієнт посилення ОУ;
• RX, R1, RY і R4 забезпечують ланцюга зміщення і струму для виходів ЦАП;
• VDAC + і VDAC- - вихідні напруги ЦАП;
• VP і VN - вхідні напруги на висновках ОУ;
• VS + і VS- - напруга живлення ОУ.

Правильний підбір компонентів забезпечить необхідний вхідний імпеданс, максимальний розмах і балансування вихідної напруги, кращі робочі характеристики. Зазвичай в гармонійних спотвореннях превалює (по крайней мере, на низьких частотах) друга гармоніка. Балансування диференціальних входів ОУ дозволить придушити її і забезпечить системі найкращі характеристики, але невелике вплив третьої гармоніки збалансувати не вдасться.

При аналізі схеми краще розділити неинвертирующий і інвертується входи і провести для них окремий розрахунок. При аналізі ми будемо вважати, що використовується ідеальний ОУ.

Аналіз схеми з боку неинвертирующего входу

Частина схеми, пов'язана з неінвертірующего входом, показана на малюнку 4. Для аналізу скористаємося рівнянням Кірхгофа для вузла IDAC +:

Вираз для вхідного імпедансу буде виглядати наступним чином:

ZDAC + = RX || R1 || (R1 + R2) (2)

Вирішуючи спільно рівняння (1) і (2) та враховуючи вимоги проекту, схемотехник повинен вибрати оптимальні значення опорів. У цій статті прийняті наступні допущення:
Вихідний струм IDAC + і розмах напруги VDAC + визначені розробником, який також встановлює вимоги до величини ZDAC +.

Для формування VREF використовується, наявне в схемі напруга.

Співвідношення опорів R2 / R3 дорівнює співвідношенню RF / RG - умова необхідна для балансу ОУ. Рівняння має вирішуватися за умови IDAC + = 0 мА, тому що при цьому напруга VDAC + прийме максимальне значення VDAC + (max).

З огляду на ці обмеження і вирішуючи спільно (1) і (2) отримуємо:

Обчисливши значення R1 і підставивши його в (2) отримаємо:

Зверніть увагу, що в ОУ зі зворотним зв'язком по напрузі бажано, щоб імпеданс на инвертирующем і неінвертуючий входах були однакові, для того щоб уникнути зсуву, викликаного вхідними струмами. В ОУ з струмового зворотним зв'язком вхідні струми не залежать одне від одного, тому допустимо не балансувати імпеданс, але бажано його мінімізувати.

Аналіз схеми з боку инвертирующего входу

Частина схеми, пов'язана з інвертується входом, показана на малюнку 5. У даному випадку аналіз буде складніший, тому що напруга Vn на інвертується вході залежить і від напруги VP на неінвертуючий вході. Відповідно до закону Кірхгофа запишемо рівняння струмів для вузла VDAC-:

Вхідний імпеданс можна виразити таким чином:

З огляду на, що: VP = VDAC + × R3 / (R2 + R3) і VN = αVP, перепишемо (6) в наступному вигляді:

Використовуючи алгебраїчні перетворення рівнянь (5), (7) і з огляду на допущення, прийняті при аналізі схеми з боку неинвертирующего входу, отримаємо рішення для 1 / R4. Зауважте, що рішення отримано, виходячи з припущення IDAC- = 0 мА. При цьому напруга на інвертується виході ЦАП приймає мінімальне значення: VDAC + = VDAC + (min).
де: k = R3 / (R2 + R3).

Знайдене значення 1 / R4 використовуємо для визначення 1 / RY:

Зауважимо, що коефіцієнт α відображає різницю напруг на входах ОУ. В ОУ зі зворотним зв'язком по напрузі величина α визначається коефіцієнтом посилення ОУ. В ОУ з струмового зворотним зв'язком α - коефіцієнт посилення вхідного буфера підсилювача.

Обчислення вихідного напруги

Для визначення вихідного напруги застосуємо метод суперпозиції. Ми розглядаємо ЦАП з втікає струмом, який повинен бути перетворений в вихідну «протилежно спрямована» напруга. Це означає, що коли велика частина струму ЦАП втікає в позитивний вхід, напруга на виході ОУ має бути негативної полярності. Якщо велика частина струму ЦАП втікає в негативний вхід, напруга на виході ОУ має бути позитивне. Сказане означає, що в наведених нижче співвідношеннях струми завжди негативні або дорівнюють нулю.

Вихідна напруга, обумовлене опорною напругою VREF, з боку неинвертирующего входу складе:

Вихідна напруга, обумовлене вихідним струмом IDAC + ЦАП, з боку неинвертирующего входу складе:

Вихідна напруга, обумовлене опорною напругою VREF, з боку инвертирующего входу складе:

Вихідна напруга, обумовлене вихідним струмом IDAC- ЦАП, з боку инвертирующего входу складе:

Підсумовуючи всі чотири складові, отримаємо вираз для вихідної напруги:

Якщо прийняти припущення: IDAC- = IDAC +, Z = ZDAC- = ZDAC +, RF / RG = R2 / R3, то вираз для вихідної напруги можна помітно спростити:

Приклад проектування і симулювання

Для прикладу розглянемо процес проектування NMOS ЦАП, розглянутий раніше з опорним стабілізованою напругою AVDD 3.3 ± 0.5 В. Повна шкала ЦАП: 20 мА. Напруга живлення схеми: ± 5 В і VREF = 5 В. Визнач, що при IDAC ± = 20 мА напруга VDAC ± = ± 1 В. Таким чином, ZDAC = 50 Ом. З огляду на раніше прийняті допущення, вибираємо ОУ з струмового зворотним зв'язком THS3095 і RF = R3 = 750 Ом. Коефіцієнт посилення від VDAC ± до виходу схеми визначиться співвідношенням резисторів RF / RG = R2 / R3, звідси RG обчислюється таким чином:

Вибираємо найближче стандартне значення з ряду для резисторів з допуском 1% і отримуємо 301 Ом.

Підставляючи отримані значення у вирази (3), (4), (8) і (9), знаходимо: R1 = 259.8 Ом; RX = 65.8 Ом; R4 = 447.2 Ом; RY = 82.9 Ом. Вибираємо найближчі стандартні значення: R1 = 261 Ом; RX = 66.5 Ом; R4 = 442 Ом; RY = 82.5 Ом.

Приклад розрахунку можна подивитися в таблиці Excel ( http://www.ti.com/lit/zip/slyt359 ) В файлі DAC_Sink_to_ Op_Amp_Wksht.xls. Застосування SPICE-симулятора - відмінний спосіб перевірити роботу схеми, параметри якої визначені розрахунковим шляхом. Симулятор є у вільному доступі ( www.ti.com/tina-ti ). Для перевірки схеми можна використовувати приклад, показаний в файлі DAC_Sink_to_Op_Amp_No_Filter.TSC.

Мал. 6. Симуляція інтерфейсу ЦАП втікає струмом і ОУ

Схема симуляції і отримані криві наведені на малюнку 6. Тут: IDAC- і IDAC + - струми ЦАП; VDAC- VDAC + - вихідні напруги ЦАП; VOUT - вихідна напруга ОУ. ЦАП з втікає струмом і ОУ розглядалися як ідеальні елементи, тому вийшли очікувані результати, що відповідають наведеним вище розрахунковим співвідношенням. На практиці характеристики значно залежать від обраних мікросхем.

Згладжують фільтри ЦАП

Вихідний сигнал ЦАП містить крім корисного сигналу ще сигнал з частотою, рівній частоті опитування - накладення спектрів. Для зменшення амплітуди цього сигналу використовують фільтр, який підключається безпосередньо на вихід ЦАП, перед ОУ. Особливо важлива фільтрація для багаточастотних модульованих сигналів, тому що при цьому інтермодуляція другого порядку, що виникла через перешкоди від частоти перетворення, потрапляє в основну смугу частот.

Проектування фільтрів не є темою цієї статті, і ми не будемо детально їх аналізувати, але розглянемо основні принципи, які дозволять обчислити його параметри, а також вхідний і вихідний імпеданс. Знаходження импедансов фільтра, в принципі, нескладна завдання, але їх знання дозволяє полегшити пошук компонентів фільтра.

Мал. 7. Фільтр ЦАП

На малюнку 7 показана схема включення фільтра. Резистори R1, RX, R4 і RY замінені на еквівалентні до і після фільтра. При цьому:

В цьому випадку імпеданс з боку кожного виведення фільтра становить 2ZDAC ±. Після алгебраїчних перетворень можна записати наступні вирази:

Наведені вище рівняння легко вирішити з використанням таблиць Excel ( http://www.ti.com/lit/zip/slyt359 ). Відкрийте файл DAC_Sink_to_Op_Amp_Wksht.xls, потім виберіть «DAC Sink to Op Amp, With Filter». Для перевірки отриманих рішень зручно скористатися SPICE симулятором TINA-TI. Відкрийте файл Sink_to_Op_Amp_ With_Filter.TSC для перегляду прикладу.

Щоб показати ефект балансування імпедансу фільтра з смугою 100 МГц, розглянемо фільтр з вхідним і вихідним опором рівним 100 Ом. На верхній схемі фільтр включений між зміщується резисторами і ОУ, імпеданс фільтра не збалансований - позначка: «VOUT No Match1». На нижній схемі фільтр включений між ЦАП і зміщується резисторами, імпеданс фільтра не збалансований - позначка: «VOUT No Match2». На схемі в центрі ланцюг зміщення спроектована для 100 Ом збалансованого імпедансу - позначка: «VOUT Matched».

Криві вихідних напруг і струмів ЦАП для всіх перерахованих випадків ті ж, що і на малюнку 6, але амплітудно-частотна характеристика (див. Рис. 8) показує, що в разі неузгодженого імпедансу помітно зростає її нерівномірність. На оціночної плати TSW3070 компанії Texas Instruments, показаної на малюнку 9, представлена ​​добре збалансована схема, що забезпечує узгодження для 100 МГц ФНЧ. Однак симуляція першого варіанту цієї схеми показала, що імпеданс з боку ЦАП все ж не цілком збалансований - напруга VDAC + Не дзеркально напрузі VDAC-, після чого схема була доопрацьована - імпеданс повністю збалансували.

Мал. 8. Симуляція функції перетворення в частотній області
з узгодженими і неузгодженими вбудованими фільтрами

Мал. 9. Схемний симулятор TSW3070 (незбалансований варіант)

На малюнку 10 показані результати випробувань, які були проведені до і після доопрацювання схеми. Як видно з малюнка, повне узгодження імпедансів дозволило зменшити другу гармоніку майже на 10 дБ (в залежності від частоти), в той час як третя гармоніка практично не змінилася.

Мал. 10. Гармонійні спотворення зі збалансованим і незбалансованим імпеданс

висновок

У статті розглянуто використання ОУ для перетворення комплементарного токового вихідного сигналу ЦАП до асиметричному вихідному сигналу напруги. Дано рівняння і методика вибору номіналів компонентів для отримання вихідної напруги ЦАП і балансування входу ОУ для поліпшення параметрів вихідного сигналу. Також розглянуті питання фільтрації сигналу. Показано, що фільтр бажано розташовувати перед ОУ.

catalog.compel.ru